Distorção em amplificadores de potência. Atualizado: 9 de outubro de 2001 A distorção produzida por um amplificador de potência típico de classe-B de estado sólido é comprovada por oito mecanismos, todos os quais podem coexistir e cujos produtos de distorção se sobrepõem para dar um resultado complexo. São fornecidos métodos para isolar cada mecanismo de estudo e minimizar sua contribuição. Se as distorções evitáveis forem projetadas, os amplificadores Classe B de distorção excepcionalmente baixa (abaixo de 0,0005 a 1 kHz, 0,003 a 10 kHz) podem ser projetados como uma questão de rotina e sem custo adicional significativo. Esses amplificadores definem um benchmark de distorção, e eu os nomeei amplificadores sem culpa. CLIQUE ABAIXO PARA IR DIRECTÁVEL À SEÇÃO. CLIQUE SOBRE FIGURAS PARA VERSÃO DE TAMANHO COMPLETO. C O N T E N T S 0: Introdução. 1: A Configuração do Amplificador Genérico. 2: As Oitavas Distorções. 3: Três Distorções inexistentes. 4: Técnicas para pesquisa de amplificadores. 5: Os mecanismos de distorção. 6: O conceito do amplificador sem culpa. 7: Conclusões. Referências. Muito mais detalhes sobre distorção e outros assuntos podem ser encontrados no livro que finalmente cheguei a escrever: 0. INTRODUÇÃO. Considerando a importância econômica dos amplificadores de potência de áudio, informações surpreendentemente poucas e confiáveis foram publicadas em seu projeto. A distorção em particular foi negligenciada, embora seja a característica mais variável do desempenho do amplificador. Você pode ter duas unidades colocadas lado, uma que dê 2 THD e a outra 0.0005 com força total, e ambas afirmam fornecer a melhor experiência de áudio. Eu investiguei as origens da distorção no período 1992-94 e determinei que a distorção do amplificador de potência, tradicionalmente uma coisa difícil e misteriosa para lidar com isso, era a amalgamação de oito mecanismos básicos, sobrepostos e às vezes parcialmente cancelados, dando um resultado complexo. Eu desenvolvi maneiras de medir e minimizar cada mecanismo de distorção separadamente, e o resultado é uma metodologia de design para fazer amplificadores Classe-B ou Classe-A com desempenho de distorção tão bom que dois ou três anos atrás teria sido considerado impossível. 0,0008 a 1 kHz e 0,003 a 10 kHz são facilmente obtidos. A metodologia fornece resultados confiáveis e repetíveis com quantidades moderadas de feedback negativo. Aumentos de complexidade e custo são insignificantes. 1. A CONFIGURAÇÃO DO AMPLIFICADOR GENÉRICO. A Fig. 1a mostra o circuito genérico do amplificador de potência Lin, com a atual etapa de entrada diferencial universal, representando algo como 98 dos amplificadores já construídos. É o ponto de partida óbvio para a investigação do amplificador. 1 A Fig. 3 mostra sua trama de distorção, existem dois regimes de distorção. Abaixo de 1 kHz THD é baixo em 0,002 mas não zero, o piso de ruído é de 0.0006 aprox. Acima de 1 kHz, THD quadruplica com cada oitava e atinge 0,5 antes de 20 kHz. A topologia básica é um amplificador de transcondutividade (entrada de diferença de tensão, saída de corrente) que conduz um estágio de amplificador de tensão Transimpedância (conversão de corrente para tensão), seguido de um buffer de energia de ganho unitário. A tensão na base do transistor VAS normalmente é apenas um par de milivolts, e é de pouco interesse em si mesma é a corrente passada do estágio de entrada para o VAS que conta. Esta topologia possui muitas vantagens, incluindo compensação simples. 2 Top Contents Seção 3 2. OS OitÉS DISTORÇÕES. Os mecanismos de distorção de um amplificador de potência genérico se enquadram em oito categorias básicas. Distorção 3 é gerada pelo estágio de saída, subdividida em três mecanismos diferentes 3a, 3b, 3c que não estão relacionados na sua origem física. Da mesma forma, a Distorção 8 normalmente ocorre apenas no capacitor na parte inferior do braço de retroalimentação no entanto, em modelos acoplados a CA, o capacitor de saída pode contribuir com distorção significativa. Esta classificação não assume nenhuma oscilação de recorte, sobrecarga, limitação de velocidade ou parasita. 1 estágio de entrada (balanceado) Assim, o THD em 1,47 vezes o ganho (0,00404) quando reduzido para um ganho CL realístico de 23, é reduzido por um fator de (231,47) 2 245, dando uma insignificante 0,000017 a 15 kHz. 3.3 Distorção térmica. A distorção térmica às vezes é descrita como causada por mudanças cíclicas de temperatura na freqüência do sinal, modulando os parâmetros do dispositivo. Este é um problema real nos circuitos integrados, com dispositivos de entrada e saída em proximidade térmica próxima, mas em um amplificador de potência de componente discreto, não há tal acoplamento e não há tal distorção. Espera-se que a distorção térmica apareça como um aumento na distorção de harmonia segundo ou terceiro em freqüências muito baixas, e os maiores efeitos seriam nos estágios de saída da Classe B, onde a dissipação varia muito ao longo de um ciclo. O efeito está totalmente ausente. Isto é provavelmente porque os drivers e os dispositivos de saída possuem grandes junções com alta inércia térmica. Um transistor de driver MJE340 tem uma área de chip quatro vezes maior que a de um TL072, então parâmetros como o Vbe provavelmente não podem mudar muito, mesmo em 10 Hz. O fator NFB global também é maior na LF. Usando minha metodologia de design, um amplificador pode ser direto para produzir menos de 0.0006 THD a 10Hz (150W8-Ohm) sem considerar distorção térmica, isso sugere que não é um problema. Os lotes de THD que aumentam em baixas frequências são comuns, mas sempre achei que o aumento da LF poderia ser eliminado corrigindo a desacoplamento defeituoso (Distorção 5) ou aumentando o capacitor de feedback. (Distortion 8) Como um argumento adicional, considere o resíduo de distorção de um amplificador Class-B underbiased, usando uma saída CFP para que o viés quiescente dependa somente da temperatura do excitador. Quando a energia de onda senoidal é entregue a uma carga, os picos de cruzamento (gerados pelo subjugamento) no resíduo THD reduzem lentamente a altura em alguns minutos enquanto os drivers se aquecem. A altura desses picos dá uma indicação contínua da temperatura do motorista, e as variações lentas indicam constantes de tempo térmico de dezenas de segundos e uma resposta insignificante a 10Hz. 4.1 Ganho aberto e sua medida. O desempenho de distorção em circuito fechado de um amplificador é o produto da linearidade em circuito aberto e do fator de feedback negativo. Para o ganho fixo de ciclo fechado, o fator NFB é definido pelo ganho de loop aberto e suas variações com a freqüência. Uma modificação de circuito típico, por exemplo, alterando o valor de R2 na Fig. 1a, muda o ganho de loop aberto e a linearidade e é essencial saber se uma alteração observada é devido à linearidade OL aprimorada ou simplesmente aumento do ganho OL. Daí a necessidade de um método rápido e conveniente de medir o ganho de OL. Os métodos padrão para o ganho de loop aberto op-amp envolvem quebrar feedback-loops e manipulação de ganhos em loop fechado (CL), procedimentos que provavelmente não terão sucesso com o amplificador de potência médio. Para o amplificador genérico na Fig. 1, o ganho em loop aberto é a tensão de saída dividida pela tensão diferencial nas entradas. Se a resposta de freqüência de CL for plana, é obtido um gráfico de ganho em linha aberta versus freqüência medindo a tensão de erro entre as entradas e referindo-a ao nível de saída. Isso dá um gráfico de cabeça para baixo que aumenta em HF em vez de cair, pois o amplificador requer mais tensão de erro para a mesma saída que aumenta a freqüência. A Fig. 2 mostra o ganho OL do amplificador na Fig. 1. Com o teste com altas entradas balanceadas CMRR, o método é simples amortecedores das entradas diferenciais dos amplificadores da capacitância do cabo com os seguidores de tensão TL072, que colocam carga desprezível no circuito e medem o nível Em relação à saída. O testgear CMRR define o ganho de loop aberto máximo mensurável, um Audio Precision System-1 funciona muito bem aqui. Um traçado de calibração (traço inferior na Fig. 2) é produzido alimentando as duas entradas de buffer do mesmo sinal, que também aumenta em 6dBoctave, devido a assimetrias de entrada de teste e deve ser pelo menos 10dB abaixo do sinal de erro do amplificador para precisão. A curva se aplana no LF e pode aumentar, devido ao desequilíbrio dos capacitores de bloqueio de entrada do teste, tornando difícil a determinação do pólo P1 mais baixo, mas P1 não é um parâmetro vital em si mesmo. 4.2 Modelos amplificadores. Uma seção linear de sinal pequeno é o ponto de partida óbvio para um amplificador de baixa distorção. As distorções 1 e 2 podem facilmente dominar o desempenho do amplificador e precisam ser estudadas sem as complicações de um estágio de saída da Classe B. O circuito é reduzido a um amplificador modelo que consiste em estágio de entrada e somente VAS, além de um emissor-seguidor de classe A muito linear como estágio de saída para conduzir a rede de feedback, não há carregamento externo. O modelo aqui significa correntes reduzidas em vez de tensões. O modelo de amplificador deve ser capaz de dar um balanço de tensão de amplificação de potência total, uma vez que a distorção do par de entrada depende do nível de saída absoluto e não a proporção da tensão do trilho percorrida. Os amplificadores de modelo sem estágios de saída lenta podem dar resultados otimistas, equivocadamente otimizados, para a estabilidade do HF. Um fator NFB elevado estável em um amplificador modelo pode ser facilmente instável quando uma etapa de saída real é adicionada. O valor de Cdom deve ser o antecipado para o amplificador completo. Um gráfico THD típico de um amplificador modelo como na Fig. 1 aumenta com uma inclinação inclinada, pois o aumento inicial em 6dBoctave do VAS é contribuído e, em seguida, dominado pelo aumento de 12dBoctave em distorção de um estágio de entrada desequilibrado. (Ver 5.1.2) 4.3 simulação SPICE. Esta é uma técnica poderosa que uso o PSpice. O SPICE dá uma visão da linearidade do loop aberto dos estágios de entrada e saída, mas a aplicação do VAS é problemática à medida que o efeito inicial BJT é implementado como uma aproximação linear. Isso parece improvável dar resultados precisos para um palco com um grande sinal em seu coletor. Seção 3 Conteúdo Seção 6 5. OS MECANISMOS DE DISTORÇÃO. 5.1 DISTORÇÃO 1. Parâmetro de entrada Não-linearidade O par de diferencial de entrada implementa uma das poucas formas de cancelamento de distorção que é verdadeiramente confiável - a transcondutividade do par de entrada é determinada por física de transistor em vez de correspondência de parâmetros variáveis como beta. A relação logarítmica entre Ic e Vbe é proverbialmente precisa ao longo de oito ou nove décadas de corrente de coletor. A principal motivação para o uso de um par diferencial como o estágio de entrada de um amplificador é o baixo decalque DC. Além do cancelamento das tensões Vbe, tem a vantagem extra de que a corrente permanente não flui através da rede de feedback. Um segundo motivo poderoso, que parece menos conhecido, é que a linearidade é muito superior aos estágios de entrada de um único transistor. Transconductance (gm) é máxima em Vin0, quando as duas correntes de coletor são iguais, e este máximo é proporcional à corrente de cauda Ie. 4 O dispositivo beta não figura na equação e a linearidade do par de entrada não é significativamente afetada pelo tipo de transistor. O gráfico de transcondutividade na Fig. 4 mostra o efeito de linearização do feedback local (degeneração do emissor) na lei de tensão-incorrente, traz transcondutância contra a tensão de entrada e demonstra como a degeneração do emissor reduz a transcondutividade do pico, achatando a curva em uma faixa de entrada mais ampla. A degeneração do emissor melhora marcadamente a linearidade do estágio de entrada, mas o fator NFB do amplificador geral é reduzido, pois o ganho vital do ciclo fechado de HF é determinado unicamente pela transcondutividade do estágio de entrada e pelo valor do capacitor do pólo dominante. (Eqn 2) FETs parece uma má idéia para o estágio de entrada. O gm básico é tão baixo em comparação com os BJTs que há pouca margem para a linearização, adicionando resistores fonte para degeneração local, de modo que um estágio de entrada FET será muito não linear em comparação com um BJT degenerado para a mesma transcondutância: ver 5.1.3 . A curva A na Fig. 5 mostra o gráfico de distorção para um amplificador modelo (saída de 5 Vrms) projetado para que toda a distorção seja insignificante além daquela do estágio de entrada com saída de classe A, isso significa simplesmente garantir que o VAS esteja adequadamente linearizado. Observe a distorção LF que desaparece. Para R2 10K, a distorção está abaixo do piso de ruído de .001 até que ele emerge a 1 kHz, subindo abruptamente para 12 dBoctave. Este aumento rápido deve-se à corrente do sinal do estágio de entrada dobrando cada oitava, para alimentar o Cdom, portanto, a distorção harmônica associada duplica com cada aumento de oitava. Simultaneamente, o NFB geral disponível para linearizar esta distorção cai em 6dBoctave, e o efeito combinado é um quadruplicador ou aumento de 12 dBoctave. Se o estágio de entrada estiver corretamente equilibrado, apenas o terceiro harmônico é gerado, o que quadruplica em vez de dobrar à medida que a amplitude dobra, resultando em uma inclinação de 18 dBoctave, porém isso só aparece muito mais alto na faixa de freqüência e a distorção total produzida é muito menor. Se o VAS ou o estágio de saída gera distorção ele sobe apenas 6dBoctave, e parece bastante diferente. 5.1.1 Distorção do estágio de entrada em isolamento. Para uma pesquisa séria, precisamos medir a não-linearidade em estágio de entrada de forma aberta e isolada. Isso é feito simplesmente com o circuito de teste da Fig. 6. O amplificador de conversão de corrente a tensão usa feedback de derivação para gerar uma terra virtual de CA na saída do par de entrada e usa um terceiro trilho de 30V para permitir o IP Colecionadores de pares para trabalhar com uma tensão DC realista, logo acima do trilho de V, o resistor de retorno de 10K pode ser dimensionado para evitar cortes de op-amp. O balanço de DC de entrada é ajustado pelo potenciômetro de 10K, o THD residual diminui à medida que o equilíbrio é abordado, até que o segundo harmônico seja anulado, deixando o terceiro harmônico quase puro. 5.1.2 Saldo do estágio de entrada. O equilíbrio de CC exato do par diferencial de entrada é essencial para distorção mínima. Parece quase desconhecido que mesmo desvios menores da igualdade de colectores atuais (Ic) nos dispositivos de entrada perturbaram seriamente o cancelamento do 2º harmônico, movendo o ponto de operação de A para dizer, B, na Fig. 4. O gm é menos e Mudando mais rápido em B, então o desequilíbrio reduz o ganho em loop aberto, além de aumentar a distorção. O efeito de pequenas quantidades de desequilíbrio de Ic é mostrado na Fig. 7. A Tabela 3, com uma entrada de -45dBu e um desequilíbrio de Ic de apenas 2, piora gravemente a linearidade, o THD aumentando de 0,10 a 0,16, enquanto que para 10 desequilíbrios, isso se deteriora para 0,55. O equilíbrio Ic precisa de uma precisão de 1 ou melhor para a menor distorção na HF, onde o par de entrada funciona mais. O desequilíbrio em qualquer direção dá resultados semelhantes. Isso explica as complexas mudanças de distorção que acompanham o experimento aparentemente simples de alterar o valor de R2. Podemos desenhar um estágio de entrada como na Fig. 8a, onde R1 foi selecionado como 1K por adivinhação sem inspiração e R2 fez alta em 10K em uma tentativa plausível mas equivocada para maximizar o ganho OL ao minimizar o carregamento do coletor TR2. R3 também é 10K para dar ao palco um equilíbrio nocional infelizmente, este é um equilíbrio visual e não elétrico. A assimetria é mostrada nas correntes de coletor resultantes, este design gera muita distorção evitável de segundo harmônico, exibida na curva 10K da Fig. 5. Reconhecendo a importância crucial do equilíbrio de Ic, o circuito pode ser repensado como a Fig. 8b. Se as correntes do coletor forem iguais, R2 deve ser duas vezes R1, uma vez que ambas possuem cerca de 0,6 V através delas. O efeito dramático desta simples mudança é mostrado na curva 2K2 da Fig. 5. A melhora é acentuada, pois o ganho OL também aumentou cerca de 7 dB, embora isso tenha apenas um efeito menor na linearidade em circuito fechado em comparação com o estágio de entrada melhorado equilibrar. O R3 foi removido porque não contribui com o saldo de entrada. O par de entrada pode ser aproximadamente equilibrado pelos valores corretos para R1 e R2, mas permanecemos à mercê de várias tolerâncias de circuito. A configuração do espelho de corrente na Fig. 8c força as duas correntes do coletor muito próximas da igualdade quando o NFB global é aplicado, dando excelente cancelamento do segundo harmônico, a grande melhoria é vista na curva do espelho atual da Fig. 5. Um espelho simples tem bem - erros Ib conhecidos, mas não são grandes o suficiente para afetar a distorção. A lei hiperbólica-tangente também é válida para o par espelhado, 5, mas a rotação da corrente de saída é duas vezes maior para a mesma tensão de entrada. Esta saída duplicada tem a mesma distorção que uma entrada não espelhada perfeitamente equilibrada, pois a linearidade depende da tensão de entrada, que não mudou. Colocar um espelho de corrente em um estágio de entrada bem balanceado, portanto, aumenta o ganho de OL total em pelo menos 6dB e, possivelmente, até 15dB se o estágio fosse anteriormente mal equilibrado, a compensação pelo Cdom deve permitir isso. Outra consequência feliz é que a taxa de velocidade é aproximadamente dobrada, já que o estágio de entrada agora pode ser fonte e afundar a corrente no Cdom sem perder alguns na carga resistiva do coletor R2. Se o Cdom for 100 pf, a taxa de velocidade da Fig. 9a é de cerca de 2.8Vusec para cima e para baixo, enquanto 9b oferece 5.6Vusec. O par desequilibrado na Fig. 8a mostra outros vícios, dando 0.7Vusec positivo e 5Vusec negativos. Um espelho de corrente discreto precisa de sua própria degeneração de emissor para obter precisão. Uma queda de tensão através do espelho dos resistores emissores de 60mV é suficiente para tornar o efeito das tolerâncias Vbe insignificantes sem degeneração, há variações significativas no HD THD com diferentes espécimes de transistor. Para resumir, as vantagens de um estágio de entrada espelhado são que a distorção de segundo harmônico é eliminada e a taxa máxima de disparo é duplicada. 5.1.3 Melhorando a linearidade do estágio de entrada. Mesmo que o par de entrada tenha um espelho de corrente, a distorção de HF ainda pode ser excessiva uma vez que ele emerge do piso de ruído que octuples com cada duplicação de freqüência, e vale a pena adiar o dia do mal até, na medida do possível, a freqüência alcance. A transcondutividade de estágio de entrada aumenta com Ic, portanto, é possível aumentar o gm aumentando a corrente da cauda e, em seguida, reduzi-la de volta ao seu valor anterior (caso contrário, o Cdom deve ser aumentado para manter a estabilidade), aplicando NFB local na forma de emissor - degeneração. Isso melhora muito a linearidade de entrada, apesar do seu sabor bastante perturbador de algo para nada. A não-linearidade do transistor de entrada pode ser considerada como uma resistência interna do emissor não linear re, e reduzimos o valor desse (por aumento de Ic) e, em seguida, substituímos a parte faltante por uma resistência externa linear Re. O estágio de entrada original na Fig. 1 tem um Ic por dispositivo de 600uA, dando um gm diferencial (ou seja, espelhado) de 23 mAV e re 41,6 Ohm. A versão melhorada na Fig. 9b tem Ic 1,35mA e, portanto, são adicionados resistores de degeneração de emissor de 18,6 Ohm de 22 Ohm para reduzir o retorno de Gm ao seu valor original, pois 18,6 22 é de aproximadamente 41,6 Ohm. O THD medido pelo circuito da Fig. 6 para uma tensão de entrada de -40dBu cai de 0,32 a 0,032, uma linearização extremamente valiosa que se traduz em uma redução de distorção de HF de cerca de 5 vezes para um amplificador de Classe B completo, a vantagem total raramente é obtida. A distorção restante ainda é visualmente pura em terceira harmônica se o par de entrada for equilibrado. A redução de re é limitada pela necessidade de valores práticos de corrente de cauda. Como um benefício adicional, o aumento da corrente da cauda também aumenta a taxa de retorno. 5.2 DISTORÇÃO 2 A fase do amplificador de tensão (ou VAS) é freqüentemente considerada como parte crítica de um amplificador de potência. Ele fornece todo o ganho de voltagem e, simultaneamente, a tensão de saída total da balança. No entanto, como não é incomum em áudio, tudo não é tão parecido. Um estágio de VAS bem projetado contribui relativamente pouco para a distorção total de um amplificador, se mesmo as etapas mais simples são tomadas para linearizar ainda mais, sua contribuição desaparece. Isso ocorre porque a ação da compensação do pólo dominante de Miller nesta etapa é bastante elegante. Não é simplesmente uma questão de encontrar o transistor mais vulnerável e configurá-lo no treacle. À medida que a frequência aumenta e o Cdom entra em vigor, o feedback negativo não é mais aplicado globalmente em todo o amplificador, o que inclui os pólos mais altos, mas, em vez disso, é transferido suavemente para um papel meramente local na linearização do VAS. Uma vez que este estágio é efetivamente um transistor único, uma grande quantidade de NFB local pode ser aplicada a ele sem problemas de estabilidade. A distorção de VAS surge do fato de que a característica de transferência de um amplificador de emissor comum é curvada, sendo uma porção de uma exponencial. 6 Isso gera distorção predominantemente de segundo harmônico, que em um amplificador de circuito fechado aumentará a 6dBoctave com freqüência. A distorção VAS não piora para amplificadores mais potentes porque o estágio atravessa uma proporção constante de sua característica à medida que os raios de fornecimento são aumentados. Isso não é verdade para o aumento do aumento de produção do estágio de entrada, aumenta as demandas no amplificador de transcondutividade, pois a corrente para conduzir o Cdom aumenta. 5.2.1 Medindo a distorção VAS isoladamente. Isolar a distorção VAS para estudo requer que o par de entrada seja especialmente linearizado, para evitar que sua característica de distorção abrupta inunda a contribuição do VAS. Isso é feito degenerando fortemente o estágio de entrada, o que também reduz o ganho de ciclo aberto e o fator NFB global reduzido expõe a não linearidade do VAS. Veja a Fig. 10, onde as encostas 6dBoctave sugerem uma origem no VAS. A distorção aumenta com a freqüência à medida que o Cdom rola o fator NFB global. Para confirmar que essa distorção se deve apenas ao VAS, é necessário encontrar um método para variar experimentalmente a linearidade do VAS, deixando todos os outros parâmetros do circuito inalterados. Em um amplificador modelo isso pode ser feito simplesmente variando a tensão V, isso varia a proporção de sua característica sobre a qual o VAS flui e, portanto, apenas altera a linearidade VAS efetiva, pois a operação do estágio de entrada não é significativamente afetada. (Fig. 10) O Vce dos dispositivos de entrada varia, mas isso tem efeito insignificante. 5.2.2 Configurações VAS. Vários tipos de VAS são mostrados na Fig. 11. É importante que o ganho de loop aberto local do VAS (que dentro do loop de feedback local fechado pelo Cdom) seja alto, para linearizar o VAS. Portanto, uma carga de coletor resistiva simples é inutilizável. Aumentar o valor de uma carga resistiva para aumentar o ganho de tensão diminui o transistor VAS Ic, reduzindo seu gm e recuperando o local onde você começou. O ganho de loop local é aprimorado usando uma carga ativa para aumentar a impedância do coletor de VAS e, assim, aumentar o ganho de tensão bruta, ou bootstrapping ou uma fonte de corrente, efetivamente, embora a fonte atual seja a escolha usual. Ambas as técnicas de carga ativa têm outro papel importante, garantindo que o VAS possa gerar corrente suficiente para conduzir a metade superior do estágio de saída. Se a carga do coletor de VAS fosse apenas um resistor para V, essa capacidade falharia. O VAS de fonte de corrente popular é mostrado na Fig. 11a. Isso funciona bem, embora a impedância do coletor e, portanto, o ganho seja limitado pelo início do efeito e pelo carregamento do estágio de saída. Muitas vezes, afirma-se que esta topologia fornece atualizações para o estágio de saída, isso não é realmente verdade. Uma vez que o loop NFB local foi fechado adicionando Cdom a impedância na saída VAS cai em 6dBoctave para freqüências acima de P1. Com valores típicos, a impedância é de apenas alguns kohm a 10kHz, e isso dificilmente se qualifica como unidade atual. A Fig. 11b mostra o equivalente bootstrapped. Uma desvantagem é que o aumento no ganho de tensão é determinado pelo ganho exato da etapa de saída, que está abaixo da unidade e varia com o carregamento. Uma forma mais confiável de bootstrapping está disponível se o amplificador incorporar um buffer de ganho de unidade entre o coletor VAS e o estágio de saída, isto é mostrado na Fig. 11f, onde R é a carga do coletor VAS, definindo a corrente do coletor VAS estabelecendo o Vbe do Transistor de buffer em si mesmo. Essa tensão é constante, então R é iniciado e aparece ao coletor VAS como fonte de corrente constante. Uma corrente VAS de 3mA é suficiente, em comparação com 6mA para o estágio tampão. 5.2.3 aprimoramentos de VAS. A distorção VAS na Fig. 10 mostra a necessidade de uma melhoria adicional em relação à dada pela NFB local através do Cdom, se nossos estágios de pequeno sinal devem estar livres de distorção. A abordagem virtuosa pode ser tentar endireitar a característica VAS curvada, mas, na prática, o método mais simples é aumentar a quantidade de feedback negativo local em torno do VAS através do Cdom. A Equação 1 mostra que o ganho LF OL (também o ganho antes do Cdom está conectado) é o produto da transcondutividade em estágio de entrada, TR4 beta e a impedância coletora Rc. Os dois últimos fatores representam o ganho de VAS e o NFB local pode ser aumentado aumentando qualquer um. Enquanto Cdom permanece o mesmo, o fator de feedback global na HF é inalterado e, portanto, a estabilidade não é afetada. A beta efetiva do VAS pode ser substancialmente aumentada pela adição de um emissor-seguidor. (Fig. 11c) A adição de um estágio extra requer pensamento, pois se a mudança de fase adicional for introduzida, a estabilidade do loop global sofrerá. Aqui, o estágio extra está dentro do loop Cdom Miller e, portanto, há pouca probabilidade de problemas com isso. A função de um tal emissor-seguidor às vezes é descrita como buffer do estágio de entrada do VAS, mas isso é bastante errado. Sua verdadeira função é a linearização do VAS ao aprimorar o NFB local através do Cdom. Alternativamente, a impedância do coletor VAS pode ser aumentada para obter mais ganhos locais. Isso pode ser feito com uma configuração de cascode (veja a Fig. 11d), mas essa técnica só é útil quando o VAS não é carregado por uma impedância seriamente não linear. Como a entrada de uma fase de saída da Classe B. Veja a seção 5.4. O carregamento não-linear cai em cascata em grande parte cosmético, a menos que uma fase de classe A tampone o coletor de VAS do estágio de saída, como na Fig. 11e. Quando um buffer VAS é adicionado, a queda de distorção é dramática, como é para o método de aprimoramento beta. O aumento de ganho é, em última instância, limitado pelo efeito inicial no cascode e nos transistores de fonte atual, e mais seriamente pelo efeito de carregamento do próximo estágio, mas é da ordem de 10 vezes e dá um efeito útil. A Fig. 12 traça a distorção de um amplificador modelo com resistores de degeneração de pares de entrada de 100 Ohm, mostrando a distorção extra de um VAS simples. No entanto, a versão beta-enhanced tem o THD submerso no piso de ruído para a maioria da banda de áudio, sendo bem abaixo de 0.001. Eu acho que isso justifica minha afirmação de que as distorções de fase de entrada e de VAS não precisam ser problemas, temos todos, mas eliminamos Distorções 1 e 2 da lista de oito. O emissor-seguidor de melhoria beta é um pouco mais simples do que o código-cache, mas a diferença de custo é pequena. Ao lutar com esse tipo de decisões financeiras, é bom lembrar que a seção de pequeno sinal de um amplificador geralmente representa menos de 1 do custo total, incluindo o transformador de rede e os dissipadores de calor. Embora as duas abordagens de linearização de VAS se parecem muito diferentes, a estratégia básica de aumentar o feedback local através do Cdom é a mesma. Qualquer método lineariza o VAS na invisibilidade. 5.3 DISTORÇÃO 3. A escolha quase universal nos amplificadores de potência semicondutores é um estágio de saída de ganho de unidade, especificamente um seguidor de tensão. Os estágios de saída mais comuns são mostrados na Fig. 13 duas versões do duplo emissor-seguidor (EF), o Par de Comentários Complementares (CFP) e uma saída FET de fonte-seguidor. O uso de FET de energia em estágios de saída é frequentemente defendido. No entanto, após muita investigação, achei a conclusão inescapável de que os FETs sofrem não apenas de uma baixa linearidade básica, devido ao baixo gm, mas também uma região de cruzamento que é inerentemente mais irregular que BJTs. Não é possível explorar isso em detalhes aqui, mas veja 7,8. Um fator fundamental na determinação da distorção do estágio de saída é a Classe de operação. Além da sua ineficiência inerente, a Classe-A é ideal, sem distorção crossover ou switchoff. As distorções 4, 5, 6 e 7 são resultados diretos da operação Classe-B e também desaparecem de um design Classe-A. Distorção 1 (estágio de entrada), Distorção 2 (VAS) e Distorção 3a (não-linearidade de sinal grande de estágio de saída) permanecem, no entanto. Desses desenhos de Classe A que foram publicados ou revistos, é notável que a distorção produzida ainda é significativa. Isso não precisa ser assim, veja 9 para um amplificador sem culpa polarizado na classe A, dando THD abaixo de 0,002, 10 Hz-20 kHz. Geralmente não é apreciado que mudar para Class-AB, ao aumentar a corrente de repouso, NÃO apenas comercializa eficiência de linearidade. Se a potência de saída estiver acima do nível em que a operação Classe-A pode ser sustentada, THD aumenta à medida que a polarização avança na operação AB. Isto é devido ao chamado gm-duplicação (ou seja, o aumento do aumento de tensão causado por ambos os dispositivos que conduzem simultaneamente no centro da faixa de tensão de saída, na região Classe-A) colocando bordas no residual de distorção que geram alta - As harmônicas de ordem são muito mais baixas. Este fato vital é pouco conhecido, presumivelmente porque a distorção gm-dobrando está em um nível relativamente baixo e está obscurecida na maioria dos amplificadores por outras distorções. Isto é demonstrado na Fig. 14a, b, c mostrando resíduos de THD para under-biasing, ótimo e sobre-polarização de um amplificador de 150W8-Ohm a 1kHz. Todas as não linearidades, exceto Distortion 3 (etapa de saída), foram eliminadas. O caso sobre-tendencioso teve sua corrente quiescente aumentada até que as bordas de duplicação de gm no residual tivessem uma relação de espaço de espaço de 1: 3 e, portanto, estavam na Classe A cerca de um quarto do tempo. Todos os três vestígios foram calculados em média 64 vezes para reduzir o ruído, a distorção em 14b é normalmente invisível em uma largura de banda de medição de 80 kHz. A leitura de RMS THD para a Fig. 14a foi de 0,00151, para 14b 0,00103 e, para 14c, 0,00153, a análise de espectro da Fig. 14c mostra que os harmônicos mais altos são pelo menos 10dB maiores do que aqueles para o caso ideal de Classe B e comparáveis com 14a. Em suma, Class-AB oferece menor distorção do que a classe B abaixo do limiar AB mas mais acima dela. A distorção 3a é a não linearidade do sinal grande (LSN) que é produzida em ambos os estágios de saída das classes A e B, em última análise por causa dos grandes balanços de corrente nos dispositivos ativos em bipolars, mas não FETs, grandes correntes coletoras reduzem beta , Levando a ganho caído em grandes excursões de saída. Exclui fenômenos de transição e desligamento. A distorção 3b é uma distorção de cruzamento clássica, resultante da natureza não conjugada das duas metades de saída. A distorção 3c é a distorção de desligamento, gerada pelos dispositivos de saída que não desligam rapidamente e limpa em altas freqüências e é fortemente dependente da freqüência. As contribuições de 3b e 3c para Distortion 3 ocorrem apenas na Classe B. A linearidade dos estágios de saída de loop aberto na Fig. 13 com valores típicos é mostrada nas Figs 15, 16, 17. Esses diagramas foram gerados pela SPICE, planejando o ganho de saída incremental em relação à tensão de saída, com resistência de carga de 16 a 2 Ohms, o que espero seja a impedância mais baixa que os designers de altifalantes feckless nos lançarão. Essas parcelas passaram a ser conhecidas como diagramas de propagação aérea, de aparência semelhante a um pássaro. Os dispositivos de poder eram o Motorola MJ802 e o MJ4502, que são mais complementares do que os chamados pares e minimizam a distorção da assimetria de grande sinal. The quiescent conditions are in each case set to minimise peak-to-peak gain deviations in the crossover region for 8-Ohm loading. The EF output stage. I have deliberately called this the Emitter-Follower (EF) rather than Darlington configuration, the latter implying an integrated device with driver, output, etc in one ill-conceived package. In the EF topology the input is transferred to the output via two base-emitter junctions in series, with 100 voltage feedback applied to each device separately to create cascaded emitter-followers. Fig 13a shows the most prevalent version (Type I) with driver emitter resistors R1,2 connected to the output rail. Type II uses one shared resistor Rd, and this improves HF switchoff (Fig 13b) basic linearity is the same, see Fig 15. The crossover region width is approx 10 V, and optimal bias 2.86 V..The CFP output stage. The other major type of bipolar complementary output is the Complementary Feedback Pair (CFP) or Sziklai Pair, seen in Fig 13c. The drivers now compare the output voltage with that at the stage input. Wrapping the outputs in a local NFB loop gives better linearity than EF versions with 100 feedback applied separately to driver and output transistors. The CFP topology is generally considered to show better thermal stability than the EF, because the Vbe of the output devices is inside the local NFB loop, and only the driver Vbe affects the quiescent conditions. The true situation is rather more complex. 10,11,12 The output gain plot is shown in Fig 16 Fourier analysis shows the CFP generates less than half the LSN of an emitter-follower stage. (See Table 4) It is hard to see why this topology is not more popular. The crossover region is much narrower, at about 1V. When under - biased, this appears on the distortion residual as narrower spikes than those from an emitter-follower output. Optimal bias here is 1.296V. Combining one of these stages with a distortionless small-signal section, and applying 30 dB of global NFB, we might expect an amplifier with vanishingly small THD. In fact, crossover distortion remains at HF, due to the difficulty of linearising high-order distortion with feedback that reduces with frequency Fig 18 shows the typical Blameless performance. 5.3.1 Large-Signal Nonlinearity. (Distortion 3a) LSN increases as load impedance decreases. In a typical output stage loaded with 8 Ohms or more, closed-loop LSN is negligible, the THD residual being almost entirely high-order crossover artifacts that are reduced less by NFB. As load impedance falls below 8 Ohms, third - harmonic appears in the residual, and soon dominates. The BJT output gain plots reveal that LSN is compressive, ie voltage gain falls with higher outputs. The fundamental reason for this gain-droop is the fall in output - transistor beta as Ic increases. 13 In the Emitter-Follower (EF) topology, beta falloff draws more output-base current from the driver emitter, pulling driver gain down further from unity this is the change in gain that affects the overall transfer ratio. Output-device gain is not directly affected, as given zero source impedance, beta does not appear in the equation for emitter-follower gain. As further evidence: In SPICE simulation, driving the output bases directly from zero - impedance voltage-sources (rather than drivers) abolishes the gain droop effect. The cause is in the output devices, but the effect is in the drivers. The SPICE Gummel-Poon model can be altered so output device beta does not drop with Ic (increase parameter IKF) and once more gain-droop does not occur, with drivers present. Measured LSN levels correlate well with the degree of beta-falloff shown in manufacturers data sheets. This holds for many different BJTs produced over the last 30 years. LSN does not appear to afflict FET outputs, which have no equivalent beta-falloff mechanism. See Fig 17 where the wings of the FET gain plot do not turn downwards at large outputs. LSN may be reduced in two ways: Use output devices that sustain beta well as Ic increases. The 2SC3281 and 2SA1302 transistors (Toshiba, Motorola) show much less beta-droop than average, and 4-Ohm distortion is reduced by about 1.4 times. Use two or more output devices in parallel even though this is unnecessary for handling the power output. Falloff of beta depends on collector current, and if two output devices are connected in parallel, the collector current divides in two between them, and beta-droop is much reduced. Doubling devices reduces distortion by about 1.9 times. These two techniques may be combined by using double sustained-beta devices. Doubled device results are shown in Fig 19 distortion at 80W4 Ohm has halved from 0.009 to 0.0045. 8 and 4 Ohm traces are now very close, the 4 Ohm THD being only 1.2 times higher. 5.3.2 Crossover distortion. (Distortion 3b) In a field like Audio where consensus of any sort is rare, it is widely acknowledged that crossover distortion is the worst problem afflicting Class-B power amplifiers. The pernicious nature of crossover distortion is that it occurs over a small part of the transfer characteristic, and so generates high-order harmonics. Worse still, this range is around the zero-crossing, so it is present at all levels, the THD percentage potentially increasing as output level falls, threatening very poor linearity at low powers. I investigated crossover distortion to see if it really did increase with decreasing output level in a Blameless amplifier. One problem is that an optimally-biased Blameless amplifier has such a low level of distortion at 1 kHz (0.001 or less) that the crossover artifacts are barely visible in circuit noise, even if low-noise techniques are used. Thus the THD percentage of the noise-plus-distortion residual is bound to rise with falling output, for the noise contribution remains constant this is the lowest line in Fig 20. To circumvent this, the amplifier was deliberately underbiased by varying amounts to generate ample crossover spikes these upper traces also rise as level falls, but Fig 20 shows that the THD percentage increases more slowly as level falls. Both EF and CFP output stages give similar results whatever the degree of underbias, THD increases by about 1.6 times as the output voltage is halved. In other words, reducing the output power from 25 W to 250 mW, which is pretty drastic, only increases THD by six times, and there is no sign of it increasing uncontrollably at low levels. Distortion versus level was also investigated at high frequencies, ie above 1 kHz where there is more THD to measure and optimal biasing can be used. Fig 21 shows THD versus level for the EF stage at a selection of frequencies Fig 22 shows the same for the CFP. Neither shows a sudden rise in percentage THD with falling level, though it is noticeable that the EF gives a good deal less distortion at lower power levels around 1 W. This is an unexpected observation, and is probably due to the greater width of the EF crossover region. To further get the measure of the problem, Fig 23 shows how HF distortion is greatly reduced by increasing the load resistance, providing further confirmation that almost all the 8 Ohm distortion originates as crossover in the output stage. The amount of crossover distortion produced depends crucially on optimal quiescent adjustment, so the thermal compensation used to stabilise this against changes in ambient temperature and power dissipation must be accurate. Investigation shows that the critical parameter is not quiescent current as such, but rather Vq, the quiescent voltage between the output device emitters see Fig 13. In both EF and CFP output stages, changing Re from 0.1 to 0.47 Ohms alters the optimal Iq considerably, but the values of Vbias and Vq barely change. Thus the voltage across the transistor base-emitter junctions and Res is what counts, not the resulting Iq. Selecting Re 0R1 for maximum efficiency is probably the over-riding consideration. This has the additional benefit that if the stage is erroneously over-biased into Class AB, the resulting gm-doubling distortion will only be half as bad as if the more usual 0R22 values had been used for Re. 5.3.3 Switchoff distortion. (Distortion 3c) This depends on the speed characteristics of the output devices and on the output topology. For topologies, the critical factor is whether the output stage can reverse-bias the output device base-emitter junctions to maximise the speed at which carriers are swept out, so the device is turned off quickly. The only conventional configuration that can reverse-bias the output junctions is the EF Type II, described below. The EF Type II configuration in Fig 13b is at first sight merely a pointless variation on Type I, but its valuable property is that the shared driver emitter-resistor Rd, with no output-rail connection, allows the drivers to reverse-bias the base-emitter junction of the output device being turned off. Assume that the output voltage is heading downwards through the crossover region the current through Re1 has dropped to zero, but that through Re2 is increasing, giving a voltage-drop across it, so TR4 base is caused to go more negative to get the output to the right voltage. This negative excursion is coupled to TR3 base through Rd, and can reverse bias it by up to -0.5V at 8 Ohms, increasing to -1.6V at 4-Ohms. Speed-up capacitor Cs improves this action, preventing the charge-suckout rate being limited by the resistance of Rd. A 1 uF speedup capacitor can half the THD at 40kHz, implying cleaner switchoff. The EF Type I has a similar voltage drop across Re2, but the connection of R1,R2 to the output rail prevents this from reaching TR3 base instead TR1 base is reverse-biased as the output moves negative. Charge-storage in the drivers is usually not a problem, so this does little good. Likewise, a CFP stage can only reverse-bias the driver bases, and not the outputs. The second influence on turnoff is the value of the driver emitter or collector resistors the lower they are the faster the stored charge can be removed. Applying these two criteria can reduce HF distortion markedly, but of equal importance is that it minimises overlap of output conduction at HF, which if unchecked gives an inefficient and potentially destructive increase in supply current. 14 5.4 DISTORTION 4: VAS loading distortion. Distortion 4 is that which results from the loading of the Voltage Amplifier Stage (VAS) by the non-linear input impedance of the Class-B output stage. The VAS collector impedance tends to be high, rendering it vulnerable to non-linear loading unless buffered or otherwise protected. The VAS is routinely (though usually unknowingly) linearised by applying local negative-feedback via the dominant-pole Miller capacitor, and this is a powerful argument against any other form of compensation. If VAS distortion still adds significantly to the amplifier total, then the local open-loop gain of the VAS stage can be raised to increase the local feedback factor. The obvious method is to raise the impedance at the VAS collector, and so the gain, by cascoding. However, if this is done without buffering the VAS, the loading will render the cascoding almost completely ineffective. A VAS-buffer eliminates this problem. The VAS collector impedance, while high at LF compared with other circuit nodes, falls with frequency as Cdom takes effect, so Distortion 4 is usually only visible at LF. It is also often masked by the increase in output stage distortion above dominant-pole frequency P1 as the amount of global NFB reduces. The fall in VAS impedance with frequency is demonstrated in Fig 24, obtained from a SPICE conceptual model.15 The LF impedance is that of the VAS collector resistance, but halves with each octave above P1. By 3 kHz the impedance is down to 1Kohm, and still falling. Nevertheless, it remains high enough for the input impedance of a Class-B output stage to significantly degrade linearity, the effect being shown in Fig 25. In 16 it was shown that as an alternative to cascoding, the VAS may be effectively linearised by adding an emitter-follower within the VAS local feedback loop, increasing the local NFB factor by raising effective beta rather than the collector impedance. As well as good VAS linearity, this establishes a much lower VAS collector impedance across the audio band, and is much more resistant to Distortion 4 than the cascode version. VAS buffering is not required, so this method has a lower component count. The only drawback is a greater tendency to parasitics near negative clipping, when used with a CFP output stage. Fig 26 confirms that the input impedance of an optimally-biased EF Type I output stage is highly non-linear even with an undemanding 8-Ohm load, the impedance varies by 10:1 over the output voltage swing. The Type II EF output has a 50 higher impedance around crossover, but the variation ratio is greater. CFP output stages have a more complex variation including a steep drop to below 20 KOhm around the crossover region. 5.5 DISTORTION 5: Decoupling errors. Most amplifiers incorporate small electrolytics (10 - 220uF) between each rail and ground to ensure HF stability. As a result rail-voltage variations cause current to flow into the ground. If an unregulated power supply is used, (and there are almost overwhelming reasons for doing so) the rails have non-zero AC impedance and bear voltage variations due to amplifier load currents as well as 100Hz ripple. In Class-B, the supply-rail currents are halfwave - rectified sine pulses, and if they contaminate the signal then distortion is badly degraded. The usual route for intrusion is via decoupling grounds shared with input or feedback networks, and a separate decoupler ground back to the star point is usually a complete cure.(Note that the star-point should be defined on a short spur from the heavy connection joining the reservoirs using B as the star point introduces hum due to the large reservoir-charging current pulses passing through it) Fig 27 shows the effect on an otherwise Blameless amplifier handling 60W8-Ohm, with 220uF rail decouplers at 1kHz distortion has increased by more than ten times, which is quite bad enough. However, at 20Hz the THD has increased 100-fold, turning a very good amplifier into a profoundly mediocre one by one misconceived connection. 5.6 DISTORTION 6: Induction from supply rails. Like Distortion 5, this stems directly from the Class-B nature of the output stage. The supply-rail currents are halfwave-rectified sine pulses, which can readily crosstalk into sensitive parts of the circuit by induction. This is very damaging to the distortion performance Fig 28 shows a large extra distortion component rising at about 6dBoctave. The distortion may intrude into the input circuitry, the feedback path, or even the output cables. This inductive effect was first publicised by Cherry 17. though the effect has been recognised by some practitioners for many years.18 This effect, apparently unfamiliar to most designers, seems to be a widespread cause of unnecessary distortion. The contribution of Distortion 6 can be reduced below the noise floor. Firstly, rigorously minimise loop areas in the input and feedback circuitry, ie keep each signal line very close to its ground. Secondly, limit the ability of the supply wiring to establish magnetic fields in the first place, by minimising the area of circuit loops carrying half - wave pulses. 5.7 DISTORTION 7: NFB Takeoff point distortion. There is a subtle trap in applying global NFB. Class-B output stages are awash with large halfwave-rectified currents, and if the feedback takeoff point is in slightly the wrong place, these currents contaminate the feedback signal, making it an inaccurate representation of the output voltage, and so introducing distortion Fig 29 shows the problem. At these current levels, all wires and PCB tracks must be treated as resistances, and it follows that point C is not at the same potential as point D whenever TR2 conducts. If feedback is taken from D, then a clean signal is established here, but the signal at output point C has a half - wave rectified sinewave added to it, due to the resistance C-D. The output will be distorted but the feedback loop does nothing about it as it does not know about the error. Fig 30 shows the practical result for an amplifier driving 100W into 8-Ohm. The resistive path C-D that did the damage was a mere 6mm length of heavy-gauge wirewound resistor lead. To eliminate this distortion is easy, once you are alert to the danger. Taking the NFB feed from D is not advisable as D is not a mathematical point, but has a physical extent, inside which the current distribution is unknown. Point E on the output line is much better, as half-wave currents do not flow through this arm of the circuit. 5.8 DISTORTION 8: Capacitor distortion. It seems to be little-known that electrolytic capacitors generate distortion when they have a significant AC voltage across them. It is even less well known that non-electrolytics show a similar effect in applications like Sallen Key high-pass filters. This has nothing to do with Subjectivist hypotheses about mysterious non-measurable effects this is all too real. Electrolytic distortion usually arises in DC blocking circuitry with significant resistive loading. Fig 31 shows the distortion for a 47uF 25V capacitor driving 8 Vrms into a 680 Ohm load. The distortion is a mixture of second and third harmonic, rising rapidly as frequency falls, at something between 12 and 18 dBoctave. The great danger of this mechanism is that serious distortion begins while the response roll-off has barely begun here THD reaches 0.01 at 20 Hz when the response is only down 0.2 dB. The voltage across the capacitor is 2.6 Volts peak, and this is a better warning of danger than the amount of roll-off. THD roughly triples as the applied voltage doubles the factor varies with capacitor voltage rating. The mechanism by which capacitors generate this distortion is unclear. Dielectric absorption appears to be ruled out as this is invariably modelled by adding linear components to the basic capacitor. Reverse biasing is not the problem, for DC biasing by up to 15V shows increased, not reduced distortion. Non-polarised electrolytics show the same effect but at a much greater AC voltage, typically giving the same distortion at one-tenth the frequency of a conventional capacitor of the same value cost and size generally rules out their use to combat this effect. The best solution is simply to increase the capacitor value until the LF distortion remains flat to 10 Hz. A small roll-off in the audio band is not a sufficient criterion. While the bandwidth of a system must be defined, using electrolytics in high-pass filters is never good design practice, because the tolerances are so large it is now clear they generate distortion as well. Capacitor distortion in DC-coupled power amplifiers is most likely to occur in the feedback network blocking capacitor. (C2 in Fig 1) The input capacitor C1 usually feeds a high impedance, but the feedback arm must have low resistances to minimise noise and DC offset. The feedback capacitor is thus an electrolytic, and if not quite large enough the THD shows a characteristic LF rise. Such LF rises are common, but need never occur. Capacitor distortion is usually the reason, but Distortion 5 (Rail Decoupling Distortion) can also contribute. They can be distinguished because Distortion 5 typically rises by only 6 dBoctave as frequency decreases, rather than 12 - 18 dBoctave for capacitor distortion. The distortion generated by an AC-coupled amplifiers output capacitor is more serious, as it is not confined to low frequencies. A 6800uF output capacitor driving 40 W into an 8-Ohm load gives mid-band third-harmonic distortion at .0025, as shown in Fig 32. This is five times more than a Blameless amplifier generates mid-band. Also, the LF THD rise is much steeper than in the small-signal case. 6: THE BLAMELESS AMPLIFIER CONCEPT. The basis of the design methodology is really the old clich Make the amplifier as linear as possible before applying Negative Feedback. In 5.1 and 5.2 it was demonstrated that the distortion from the small-signal stages can be made negligible compared with output-stage distortion, by balancing the input pair and adding local negative feedback to input and VAS stages. Likewise, 5.4 - 5.8 showed that Distortions 4 to 8 can be effectively eliminated by little-known but straightforward layout precautions. This leaves Distortion 3, in its three components, as the only distortion that is in any sense unavoidable, as Class-B stages free from crossover artifacts are so far beyond us. This leads to the concept of what I have called a Blameless Amplifier, the name being chosen to emphasise that the remarkably low THD comes from the avoidance of errors rather than from fundamental advances in circuitry. A Blameless Amplifier gives a distortion benchmark that varies relatively little if confined to 8-Ohm loading. It forms a well-defined point of departure for more ambitious and radical amplifier designs. So far I have used it as a basis for an extremely linear Class-A design 9. a Trimodal amplifier (so-called as it operates in any of the modes A, AB and B, as required) 19. and a Load-Invariant amplifier that minimises the THD increase with sub-8 Ohm loads.20 Above: Fig 33 shows the circuit of a Blameless Class-B amplifier. CLICK ON PICTURE FOR HIGHER-RES VIEW. Note that Fig 33 is only slightly more complex than the standard amplifier in Fig 1. The input pair now has a current-mirror to ensure input balance, and has undergone constant-gm degeneration, running at about 3.5 times the tail current of Fig 1. The VAS is linearised by addition of beta-enhancer TR12, and the remaining topological distortions were eliminated by careful layout. Performance is shown in Fig 18. I am aware that the distortion figures given here are unusually low for power amplifiers, but I would emphasise they are not freak results nor dependant on component selection. The only aspect of the linearity directly affected by device characteristics is distortion below 8 Ohms, as described in 5.3.1. So far more than twenty thousand 260W8-Ohm amplifiers based on the Blameless methodology have been built, with completely repeatable performance. 7. CONCLUSIONS. In this paper I have attempted a concise but complete account of power amplifier distortion. The linearity obtainable with relatively conventional circuitry is far better than one would suspect. It also shows that if power amplifier distortion is to be eradicated entirely, future work must be focused on the output stage distortions. DIAGRAM CAPTIONS. Fig 1: Fig 1a is the genericLin power amplifier circuit, with typical component values. 1b shows the small-signal Class-A output stage that replaces TR6-9 to make a model amplifier. Fig 2: The measured open-loop gain for Fig 1. Closed-loop gain is 27 dB, so feedback factor is easily calculated. 535b Fig 3: Generic amplifier THD plot, for 8 and 4 Ohm loading. Measurement bandwidth always 80 kHz, unless stated otherwise. Fig 4: Input stage transconductance against input voltage, for varying emitter degeneration resistances. Gain is lower but more constant for higher values. Fig 5: Input pair distortion from model amplifier. HF distortion is reduced as pair approaches balance, and is least when current - mirror enforces balance. 279b Fig 6: Test circuit for isolation of input distortion. Note the opamp works between 0V and -30V rails. Fig 7: Input distortion in isolation, showing that even a small Ic imbalance seriously increases distortion. Rise in curves below -10 dBu is due to noise floor. 223b Fig 8: Input stages, showing how value of R2 sets Ic balance. The third version with a degenerated current-mirror enforcing balance, gives the best results. Fig 9 The constant-gm degeneration technique. Both stages have the same transconductance, but the degenerated version is ten times more linear. Fig 10: VAS distortion in isolation, showing its reduction as the negative supply rail voltage is increased. Fig 11: VAS configurations. 11a, b show the two standard topologies. 11c, d are two methods for increasing local NFB through Cdom. 11e, f show VAS buffering. Fig 12: THD plot for a model amplifier at 15 Vrms. The middle trace shows an amplifier based on the small-signal section of Fig 33 the upper shows the extra VAS distortion without beta - enhancer TR12. The bottom trace is the distortion of the Audio Precision test system note the step at 20 kHz. 578b Fig 13: Standard Emitter-Follower, CFP, FET source-follower output stages. Fig 14: 14a: THD residual for underbiased Class-B, with spikes. 14b: Optimal-bias Class-B, showing discontinuity at crossover that cannot be removed. 14c: Class AB. Note the edges introduced by gm-doubling. Fig 15: Incremental gain diagram for Emitter-Follower output stages, loading from 16 to 2 Ohms Fig 16: Incremental gain diagram for CFP output stage, loading from 16 to 2 Ohms Fig 17: Incremental gain diagram for FET source-follower output stage, loading 16 to 2 Ohms. Fig 18 THD plot for a Blameless Class-B amplifier, 40W into 8 Ohms. Invar 1a. Fig 19 Large Signal Nonlinearity reduction by using sustained-beta output devices, doubled. 20W into 8 Ohms. Invar 23a. Fig 20 Crossover distortion with output stage underbiased by varying amounts. Lowest curve is for optimal biasing, and is essentially noise. 550 Fig 21 Crossover distortion at increasing frequencies for EF output stage. Note low-distortion area below -15 dB. (ref 25W8 Ohm) 551b Fig 22 Crossover distortion at increasing frequencies for CFP output stage. Low-distortion area is absent. 552b Fig 23 Crossover distortion under light loading. 68 Ohms is sufficient to produce measurable crossover. 541a Fig 24 The VAS collector impedance falls as frequency increases, due to local NFB through Cdom. Fig 25 VAS loading (Distortion 4) is present below 2 kHz if no measures to deal with it are taken. Fig 26 The varying input impedance of an EF output stage. Fig 27: Severe effect of misconnected rail decoupling: Distortion 5. Fig 28: Induction of half-wave currents: Distortion 6. Fig 29: Principle of NFB takeoff-point error: Distortion 7. Fig 30: The effect of NFB Takeoff-Point distortion. Fig 31: Electrolytic capacitor non-linearity for small sizes, eg in NFB arm: Distortion 8. Fig 32: Distortion from large electrolytic used as amplifier output capacitor: Distortion 8. 564a Fig 33: Circuit of Blameless power amplifier. Circuit changes from Fig 1 are minor. REFERENCES. 1 Lin, H C Transistor Audio Amplifier Electronics, Sept 1956, p173 2 Feucht Handbook of Analog Circuit Design Academic Press 1990, p256. (Pole-splitting) 3 Stocchino, G Letters, Electronics World, July 1995, p597. 4 Gray Meyer Analysis Design of Analog Integrated Circuits. Wiley 1984, p194. (tanh law of simple pair) 5 Gray Meyer Ibid, p256. (tanh law of current-mirror pair) 6 Gray Meyer Ibid, p251 (VAS law is portion of exponential) 7 Self, D Audio Power Amplifier Design Handbook. Newnes 1996, p231. ISBN 0-7506-2788-3 (poor FET linearity) 8 Self, D FETs vs BJTs - the linearity competition. Electronics Wireless World, May 1995 p387. (poor FET linearity) 9 Self, D Distortion In Power Amplifiers, Part 8. 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(Inductive distortion) 18 Baxandall, P Private communication, 1995 19 Self, D A Trimodal Power amplifier: I Wireless World, June 1995, p462 20 Self, D Load-Invariant Audio Power Electronics Wireless World, Jan 1997, p16 Douglas Self, London, Jan 1997. Words 9441The license information in the softkey, hardkey and VT hardware are all remotely upgradable. USB Hardkey for Multi-Instrument Series US39.95 Free Express Shipping It does not need a driver to run and thus is hassle free. It will be initialized to the license level purchased. With this option, you can run the software on the registered computer with the softkey, and on any computer with the hardkey. Full Package Pro all add-on modules, FREE upgrade for the same license level for life License Options: 1) Softkey activated license (locks to the registered computer) 2)VT hardware activated license (locks to the purchased VT hardware) Optionally, a USB hardkey (locks to the hardkey) can be purchased per softkey or VT hardware activated license 1. Introduction Multi-Instrument is a powerful multi-function virtual instrument software. It is a professional tool for time, frequency and time-frequency domain analysis. It supports a variety of hardware ranging from sound cards which are available in almost all computers to proprietary ADC and DAC hardware such as NI DAQmx cards, VT DSOs, VT RTAs and so on. It consists of the following instruments and functions. Oscilloscope Digital Oscilloscope Transient Recorder Data Recorder Voltmeter Lissajous Plot Digital Filters Persistence Mode Equivalent Time Sampling Signal Generator Function Generator Arbitrary Generator Burst Generator White Noise Generator Pink Noise Generator MultiTone Generator MLS Generator Musical Scale Generator DTMF Generator Frequency Sweep Amplitude Sweep Fade InFade Out DDS amp Streaming Modes DC Offset supported Multimeter Voltmeter, SPL Meter, Frequency Counter, RPM Meter, Counter, Duty Cycle Meter, FV Meter Spectrum Analyzer Amplitude Spectrum Analyzer Power Spectrum Analyzer Real Time Analyzer Octave Analyzer Phase Spectrum Analyzer Correlation Analyzer Freq. Response Measurement Distortion Analyzer Noise Analyzer Harmonics Analyzer Dynamic Signal Analyzer Coherence Measurement Transfer Function Measurement Impulse Response Measurement Spectrum 3D Plot Waterfall Plot Spectrogram Vibrometer Displacement, Velocity, Acceleration Conversion Data Logger 88 Derived Data Point Logger 151 Derived Data Points 16 User Defined Data Points Device Test Plan User Defined Plan 8 X-Y Plots 1 Test Report LCR Meter Inductor Meter Capacitor Meter Resistor Meter Impedance Meter DDP Viewer Display Derived Data Points HH, H, L, LL Alarming Software Customization amp Development Most Flexible Configuration ActiveX Automation Supported vtDAQ amp vtDAO Open Interfaces System Requirement Windows XPVISTA78, 32 or 64 bit, screen resolution 1024600 or higher. ADCDAC Hardware supported 81624 bit Windows compatible sound card (MMEASIO driver) NI DAQmx compatible cards VT DSO F1H1H2H3 series VT DAQ 12 series, VT DAO 1 series . 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